1引言

隨著毫米波技術(shù)的發(fā)展，對開關(guān)電源的性能提出了更高的要求。除了要求電源系統(tǒng)具有輸出電壓精度高、輸出紋波低、輸出過沖小的特點(diǎn)外，還要求電源具有快速的動態(tài)響應(yīng)。動態(tài)響應(yīng)指標(biāo)對應(yīng)的是電源脈沖負(fù)載問題。由于開關(guān)電源具有有限的響應(yīng)速度，關(guān)于突變的負(fù)載，電源系統(tǒng)不能及時(shí)響應(yīng)輸出的變化，造成輸出電壓的跌落。在用于脈沖負(fù)載的電源系統(tǒng)中，維持輸出電壓的穩(wěn)定是相當(dāng)困難的。

本文通過對脈沖負(fù)載的機(jī)理進(jìn)行理論分析，對傳統(tǒng)的開關(guān)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行分析、仿真、計(jì)算，找出不同結(jié)構(gòu)之間實(shí)現(xiàn)脈沖負(fù)載的差異;得到能夠?qū)崿F(xiàn)中小功率脈沖負(fù)載的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。通過設(shè)計(jì)實(shí)例，證明了該結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)。

2脈沖負(fù)載原理與仿真

2.1脈沖負(fù)載原理

基于脈沖負(fù)載的開關(guān)電源結(jié)構(gòu)如圖1所示。整個(gè)結(jié)構(gòu)由輸入電壓VIN、功率變換pWM、輸出濾波電感L和輸出濾波電容C、脈沖開關(guān)G、負(fù)載RLOAD組成。濾波電容包含等效電阻Cesr和等效電感Cesl。

圖1基于脈沖負(fù)載的開關(guān)電源

電路基本原理是：pWM控制單元將輸入電壓VIN轉(zhuǎn)換為固定的輸出VOUT,輸出連接一個(gè)pMOS開關(guān)管，通過脈沖信號，將功率傳輸?shù)截?fù)載;此時(shí)，流過負(fù)載RLOAD的電流是脈動的。

在控制脈沖到來時(shí)，功率開關(guān)管G導(dǎo)通，負(fù)載電流開始線性新增，如圖2所示。輸出電流從0A開始，在Tr時(shí)間內(nèi)，上升到固定輸出電流Iout。通常，Tr為納秒級。開關(guān)電源的開關(guān)頻率通常為幾百kHz。在這樣短的時(shí)間內(nèi)，由于開關(guān)電源的控制回路存在延遲，來不及反映輸出電壓的變化情況，不能將輸入電源的能量傳遞到輸出電容，以便補(bǔ)充負(fù)載從電容上消耗的能量。換句話說，在Tr時(shí)間內(nèi)，負(fù)載所消耗的能量只能從電容上拉取。

圖2負(fù)載電流上升時(shí)序

由于電容在高頻下等效為電容和電阻、電感的串聯(lián)模型，所以，在Tr時(shí)間段內(nèi)，負(fù)載電容上的電壓跌落應(yīng)該是電容和等效電阻、等效電感三者共同用途的結(jié)果。由電荷相等公式(1),可得電容出現(xiàn)的跌落電壓((2)式):

式中，

表示在電流上升過程中三角形的面積。

電阻出現(xiàn)的跌落可由(3)式得到：

電感出現(xiàn)的跌落可以由(4)式得到：

在Tr時(shí)間段內(nèi)，由負(fù)載突變造成的輸出電壓跌落為：

在負(fù)載電流達(dá)到最大值后，電容上的電壓繼續(xù)跌落，直到反饋系統(tǒng)開始工作，電感的平均電流等于負(fù)載電流時(shí)，電容上面的電壓才開始回升。反饋系統(tǒng)開始工作，取決于反饋系統(tǒng)的響應(yīng)速度，也就是取決于整個(gè)電源環(huán)路的帶寬。假設(shè)整個(gè)環(huán)路的的交叉頻率為f。，輸出電壓的跌落可以通過交叉頻率f處的輸出濾波電容的容抗計(jì)算。輸出電容在交叉頻率處的容抗為：

故由反饋環(huán)路引起的電壓跌落可以由(6)式得到：

2.2脈沖負(fù)載仿真

根據(jù)脈沖負(fù)載原理，構(gòu)建一個(gè)非隔離Buck控制器進(jìn)行仿真。開關(guān)頻率為400kHz,濾波電容的等效電阻為50mΩ，等效電感為10nH,電容容量為330μF，整個(gè)回路的交越頻率為25kHz。仿真結(jié)果如圖3所示。脈沖負(fù)載幅度為3A,上升時(shí)間50ns。

圖3脈沖負(fù)載原理仿真

電路仿真結(jié)果如圖4所示。輸出電壓波形在突然新增負(fù)載時(shí)開始跌落，由于整個(gè)pWM的反饋系統(tǒng)還沒有起用途，電容的電壓被拉低，形成一個(gè)凹陷。隨著pWM開始檢測到輸出電壓的降低，開始從輸入端傳遞能量到濾波電容上，電容的電壓開始回升，直到回到穩(wěn)定值。電壓從跌落到恢復(fù)到穩(wěn)定值的過程中，沒有出現(xiàn)振蕩，表明在此參數(shù)條件下，整個(gè)電源環(huán)路具有合適的增益余量和相位余量。

圖4脈沖負(fù)載輸出電壓

局部放大波形如圖5所示。圖6是圖5中B處的放大時(shí)序，此處的凹陷重要由電容上等效電感和等效電阻的影響造成。從仿真圖上可以看出，等效電感引起的跌落為601mV,與用(4)式計(jì)算的結(jié)果(600mV)相當(dāng)。當(dāng)負(fù)載電流達(dá)到最大值后，電壓開始回升600mV。等效電感造成的電壓跌落消失。等效電阻出現(xiàn)的最大跌落為Iout×Cesr=150mV,與仿真結(jié)果145mV一致。

圖5圖4中A處的放大波形

從圖5可以看出，當(dāng)負(fù)載電流達(dá)到最大值后，等效電感出現(xiàn)的電壓跌落消失，等效電阻出現(xiàn)的電壓跌落達(dá)到最大值150mV。隨后，電容電壓繼續(xù)跌落，待反饋回路起用途后，電感的平均電流等于負(fù)載電流時(shí)，輸出電壓開始回升，最終回到穩(wěn)定的狀態(tài)。

從圖5可以看出，反饋環(huán)路響應(yīng)速度的快慢影響著輸出電壓的跌落幅度。

3幾種控制方式的比較

3.1影響脈沖負(fù)載的重要因素

由脈沖負(fù)載的基本原理可以得到，影響電壓跌落的因素有輸出電容的等效電阻、等效電感和輸出電容的容量以及反饋環(huán)路的響應(yīng)速度。負(fù)載電流變換越快，等效電感導(dǎo)致的電壓跌落幅度越大。在實(shí)際電路中，輸出電容的等效電阻、等效電感可以通過選取合適的電容及合理的版圖布局進(jìn)行改善。從圖6可以看出，影響電壓跌落的幅度歸咎到反饋環(huán)路的響應(yīng)速度，即取決于反饋環(huán)路的帶寬。

圖6圖5中B處的放大波形

在非隔離的電源中，線性穩(wěn)壓器可以實(shí)現(xiàn)很寬的帶寬，通?？纱笥?00kHz。因此，線性穩(wěn)壓器能顯著減小負(fù)載突變時(shí)輸出電壓的跌落幅度，也可以減少輸出濾波電容，但是，線性非隔離變換器存在效率低的缺點(diǎn)。在隔離的變化器中，由于存在反饋環(huán)路的延遲，尤其是采用光耦隔離的電源，光耦的帶寬通常小于10kHz,整個(gè)電源系統(tǒng)必須降低帶寬，才能實(shí)現(xiàn)環(huán)路的穩(wěn)定。帶寬的減小導(dǎo)致整個(gè)系統(tǒng)具有很大的反饋延遲，在負(fù)載變化時(shí)，加劇了輸出電壓的跌落幅度。在反饋慢的系統(tǒng)中，除了新增輸出儲能電容外，沒有其他更好的辦法。

3.2非隔離變換器中脈沖負(fù)載的研究

相關(guān)于隔離變換器，非隔離變換器由于減少了隔離變壓器，體積更小;同樣，由于沒有光耦等隔離反饋，容易提升整個(gè)反饋環(huán)路的帶寬，使之更適合于脈沖負(fù)載。在中小功率電源中，重要是升壓和降壓結(jié)構(gòu)。

3.2.1升壓結(jié)構(gòu)脈沖負(fù)載分析

圖7是典型的升壓拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，由脈寬控制器、開關(guān)管Q1、電感L1、整流二極管D1,濾波電容C1和反饋取樣電阻R1、R2組成。

圖7典型升壓電路結(jié)構(gòu)

分析升壓電路的工作原理，通過電感的伏秒平衡，可以得出輸出電壓和輸入電壓之間的關(guān)系為Vo=Vin/(1-D)。升壓結(jié)構(gòu)只適用于輸出電壓比輸入電壓高的場合。在電感電流持續(xù)模式下，通過pWM開關(guān)模塊分析，可以得出電壓控制持續(xù)模式升壓電路的小信號傳輸：

從(8)式可以看出，整個(gè)回路存在一個(gè)右平面零點(diǎn)。右半平面零點(diǎn)與電路中經(jīng)常用于提升相位的左半平面零點(diǎn)有著本質(zhì)的不同：左半平面零點(diǎn)能夠提升相位，使系統(tǒng)更加穩(wěn)定;而右半平面零點(diǎn)則是隨著頻率的新增，相位進(jìn)一步降低，引起系統(tǒng)的不穩(wěn)定。

由于存在右半平面零點(diǎn)，在電流持續(xù)模式的升壓結(jié)構(gòu)中，只有降低環(huán)路的帶寬來避開右半平面零點(diǎn)。

右半平面零點(diǎn)存在的位置sz2=1/(RES×C)。根據(jù)脈沖負(fù)載的原理，當(dāng)電源工作在脈沖負(fù)載時(shí)，除了要提升帶寬外，還要加大輸出電容的容量。加大輸出電容的容量，必然導(dǎo)致右半平面零點(diǎn)的減小，這樣就要再次減小電路的帶寬，最終導(dǎo)致在動態(tài)負(fù)載時(shí)輸出電壓跌落更多。升壓電路有電壓控制和電流控制方式。兩種控制方式都不能消除持續(xù)模式下的右半平面零點(diǎn)問題，這就限制了升壓結(jié)構(gòu)在脈沖電源中的應(yīng)用。

3.2.2降壓結(jié)構(gòu)脈沖負(fù)載分析

圖8是典型的降壓電路結(jié)構(gòu)，整個(gè)電路由開關(guān)管、整流二極管、電感、濾波電容以及反饋驅(qū)動電路組成。

圖8基本的降壓電路結(jié)構(gòu)

通過電感的伏秒平衡，可以得到輸入輸出之間的傳遞函數(shù)：Vo=Vin×D(D為開關(guān)的占空比)。降壓電路只能用于輸出電壓比輸入電壓低的場合。通過pWM模型分析，得到電壓持續(xù)模式降壓電路的小信號傳輸函數(shù)：

從(9)式可以看出，相關(guān)于升壓電路，工作于電感電流模式的降壓電路沒有右半平面零點(diǎn)。因此，降壓電路控制器就可以在很大范圍內(nèi)提升整個(gè)環(huán)路的帶寬，減小環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間，降低輸出電壓的跌落幅度。

同樣，降壓控制器有電壓控制模式、電流控制模式、遲滯控制模式、恒定導(dǎo)通時(shí)間模式。遲滯控制模式和恒定導(dǎo)通模式通過對負(fù)載電流的取樣，可以在很短的時(shí)間內(nèi)實(shí)現(xiàn)環(huán)路響應(yīng)。但是，恒定導(dǎo)通模式和遲滯控制模式的開關(guān)頻率是變化的，造成變化的EMI干擾，不利于電磁兼容設(shè)計(jì)。相關(guān)于電壓控制模式，電流控制模式更能夠?qū)崿F(xiàn)環(huán)路的補(bǔ)償，有利于實(shí)現(xiàn)環(huán)路的寬帶寬。因此，降壓型變換器有利于實(shí)現(xiàn)脈沖負(fù)載電源。

3.3隔離變換器的脈沖負(fù)載分析

隔離變換器重要有反激變換器、正激變換器、橋式變換器。反激變換器和正激變換器都可以用在中小功率的場合，橋式變換器重要用在大功率場合。

因此，在脈沖電源中，適合中小功率脈沖負(fù)載的電源結(jié)構(gòu)是反激變換器和正激變換器。

3.3.1反激變換器脈沖負(fù)載分析

圖9是典型的反激變換器結(jié)構(gòu)。相關(guān)于升壓變換器，反激變換器新增了一個(gè)變壓器，實(shí)現(xiàn)了輸入輸出的隔離。

圖9基本的反激變換器結(jié)構(gòu)

通過對變壓器進(jìn)行伏秒平衡分析，得到電流持續(xù)模式下反激變換器的傳輸關(guān)系：

相關(guān)于升壓變換器，反激變換器只新增一個(gè)變壓器。從本質(zhì)上講，其小信號傳輸關(guān)系是在升壓變換器的小信號關(guān)系上新增變壓器匝比。因此，電壓持續(xù)模式反激變換器的小信號傳輸關(guān)系為：

從(10)式可以看出，工作在持續(xù)模式下的反激變換器同樣存在右半平面零點(diǎn)sz2。與升壓變換器相同，反激變換器也不能實(shí)現(xiàn)寬的環(huán)路帶寬，因此，反激變換器也不適合用于脈沖負(fù)載電源。

3.3.2正激變換器的脈沖負(fù)載分析

典型的正激變化器結(jié)構(gòu)如圖10所示。正激變換器的工作原理與降壓型變換器相同，新增了一個(gè)用于輸入輸出隔離的變壓器。

圖10正激變換器結(jié)構(gòu)

工作于電壓模式持續(xù)的正激變換器小信號傳遞函數(shù)為：

相關(guān)于降壓變換器控制器的傳遞函數(shù)，(11)式只是新增了變壓器的匝比。因此，正激變換器沒有右半平面零點(diǎn)，能夠?qū)崿F(xiàn)寬的帶寬，減小因脈沖負(fù)載造成的跌落。相關(guān)于降壓變換器控制器的多種控制方式，正激變換器重要有電壓控制和電流控制方式。

由于電流控制方式更容易補(bǔ)償環(huán)路，因此，在正激變換器中，重要采用電流控制模式。

負(fù)載電流是從0到滿載，正激變換器往往從空載到滿載變換。由于要跨越輸出電感電流從非持續(xù)到持續(xù)模式，新增了環(huán)路的響應(yīng)時(shí)間。因此，最好讓正激變換器工作在持續(xù)模式，而不管負(fù)載電流的變化。一種方法是在輸出添加假負(fù)載，但是會造成電路的效率下降，另一種特別有效的方式是采用同步整流方式。同步整流的好處是可以提高效率，但它更突出的特點(diǎn)是能夠使電路工作在持續(xù)模式。

圖11采用二極管整流方式的正激變換器

由于采用二極管整流方式，當(dāng)工作在輕載時(shí)，整個(gè)電路工作在電流斷續(xù)模式;當(dāng)突然加負(fù)載時(shí)，電路過渡到持續(xù)模式。其脈沖負(fù)載的仿真波形如圖12所示。

圖12采用二極管整流方式的脈沖負(fù)載的仿真波形

從圖12可以看出，由于存在模式的突變，在突然添加負(fù)載時(shí)候，輸出電壓跌落為0.5V.

圖13是采用同步整流方式的正激變換器，整個(gè)電路工作在電流持續(xù)模式;圖14是采用同步整流方式的正激變換器仿真波形。從圖中可以看出，采用同步整流方式，在脈沖負(fù)載條件下，輸出電壓的波動在0.2V以內(nèi)。

圖13采用同步整流方式的正激變換器

圖14同步整流方式的正激變換器仿真波形

4實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

采用正激結(jié)構(gòu)加同步整流方式，設(shè)計(jì)了一個(gè)隔離的脈沖負(fù)載電源。電路輸入電壓為17~36V,輸出為6V/3A,開關(guān)頻率為200kHz,輸出濾波電容為200F,要求在3A負(fù)載時(shí)輸出電壓跌落小于0.2V。圖15為本文設(shè)計(jì)的線路圖，控制器采用電流型脈寬控制器LM5026,其中整流MOS管Q1采用自驅(qū)方式，同步整流管Q2采用變壓器隔離驅(qū)動方式。圖16為實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證電路的版圖。

圖15本文設(shè)計(jì)的脈沖負(fù)載電源線路

圖16本文設(shè)計(jì)的脈沖負(fù)載電源版圖

由于采用同步整流方式，輸出濾波電感的電流是持續(xù)的。當(dāng)負(fù)載很輕時(shí)，輸出電感的電流方向會反向，并通過續(xù)流MOS管Q2到地繼續(xù)流動。電流持續(xù)模式的好處就是整個(gè)控制器在脈沖負(fù)載條件下工作時(shí)，不會出現(xiàn)從非持續(xù)模式到持續(xù)模式的突變，更利于變壓器環(huán)路的穩(wěn)定。

判斷輸出電感是否進(jìn)入持續(xù)模式，可以通過測試輸入pWM控制器的輸出脈沖占空比來測定，或者是初級開關(guān)管漏極波形來判斷。假如變換器從空載到滿載條件下占空比不變，則表明變換器在空載條件下已經(jīng)進(jìn)入電流持續(xù)模式。圖17是變換器在空載條件下的漏極波形。從波形上可以看出，變換器在空載條件下開關(guān)頻率為200kHz,漏極波形占空比為59.18%。

圖17空載時(shí)的漏極波形

圖18是變換器帶載3A時(shí)的漏極波形。從波形上可以看出，在帶載條件下，漏極波形的占空比為59.78%,與空載基本一致，表明電路在空載時(shí)已經(jīng)進(jìn)入持續(xù)模式。由于電源環(huán)路的截止頻率必須小于開關(guān)頻率的1/5,為了更好地抑制紋波，通過對環(huán)路補(bǔ)償進(jìn)行設(shè)置，將截止頻率設(shè)定在開關(guān)頻率的1/10處，即20kHz。由(6)式可以算出，在3A負(fù)載下，輸出電壓的跌落為0.119V。圖19是實(shí)際測試脈沖負(fù)載時(shí)的輸出電壓波形。從圖中可以看出，輸出電壓的跌落為0.1V,與計(jì)算值相當(dāng)，證明正激變換器加同步整流適合于脈沖負(fù)載電源。

圖18滿載時(shí)的漏極波形

圖19輸出電壓波形

5結(jié)論

本文通過對脈沖負(fù)載的機(jī)理分析、計(jì)算、仿真，驗(yàn)證了在小功率非隔離變換器中升壓結(jié)構(gòu)不適合脈沖負(fù)載結(jié)構(gòu)，降壓變換器加同步整流是最適合脈沖負(fù)載的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。降壓變換器控制器可實(shí)現(xiàn)很寬的帶寬;引入同步整流，可以使整個(gè)電路工作在電流持續(xù)模式。在小功率隔離變換器中，反激變換器同樣因?yàn)橛野肫矫媪泓c(diǎn)的影響而不適合用于脈沖負(fù)載。

正激變換器加同步整流可以顯著減小脈沖負(fù)載輸出電壓的跌落;同時(shí)，采用電流模式，可以很好地對環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償，提升環(huán)路的帶寬。實(shí)驗(yàn)電路驗(yàn)證了同步整流正激變換器在脈沖負(fù)載中的可行性。