本文介紹了一種基于TOpSwith系列芯片設計的小功率多路輸出AC/DC開關電源的原理及設計方法。

設計要求

本文設計的開關電源將作為智能儀表的電源，最大功率為10W。為了減少pCB的數(shù)量和智能儀表的體積，要求電源尺寸盡量小并能將電源部分與儀表主控部分做在同一個pCB上。

考慮10W的功率以及小體積的因素，電路選用單端反激電路。單端反激電路的特點是：電路簡單、體積小巧且成本低。單端反激電路由輸入濾波電路、脈寬調(diào)制電路、功率傳遞電路(由開關管和變壓器組成)、輸出整流濾波電路、誤差檢測電路(由芯片TL431及周圍元件組成)及信號傳遞電路(由隔離光耦及電阻組成)等組成。本電源設計成表面貼裝的模塊電源，其具體參數(shù)要求如下：

輸出最大功率：10W

輸入交流電壓：85～265V

輸出直流電壓／電流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA

紋波電壓：≤120mV

單端反激式開關電源的控制原理

所謂單端是指TOpSwitch-II系列器件只有一個脈沖調(diào)制信號功率輸出端一漏極D。反激式則指當功率MOSFET導通時，就將電能儲存在高頻變壓器的初級繞組上，僅當MOSFET關斷時，才向次級輸送電能，由于開關頻率高達100kHz，使得高頻變壓器能夠快速存儲、釋放能量，經(jīng)高頻整流濾波后即可獲得直流持續(xù)輸出。這也是反激式電路的基本工作原理。而反饋回路通過控制TOpSwitch器件控制端的電流來調(diào)節(jié)占空比，以達到穩(wěn)壓的目的。

TOpSwitch-Ⅱ系列芯片選型及介紹

TOpSwitch-Ⅱ系列芯片的漏極(D)與內(nèi)部功率開關器件MOSFET相連，外部通過負載電感與主電源相連，在啟動狀態(tài)下通過內(nèi)部開關式高壓電源供應內(nèi)部偏置電流，并設有電流檢測?？刂茦O(C)用于占空比控制的誤差放大器和反饋電流的輸入引腳，與內(nèi)部并聯(lián)穩(wěn)壓器連接，供應正常工作時的內(nèi)部偏置電流，同時也是供應旁路、自動重起和補償功能的電容連接點。源極(S)與高壓功率回路的MOSFET的源極相連，兼做初級電路的公共點與參考點。內(nèi)部輸出極MOSFET的占空比隨控制引腳電流的新增而線性下降，控制電壓的典型值為5.7V，極限電壓為9V，控制端最大允許電流為100mA。

在設計時還對閾值電壓采取了溫度補償措施，以消除因漏源導通電阻隨溫度變化而引起的漏極電流變化。當芯片結(jié)溫大于135℃時，過熱保護電路就輸出高電平，關斷輸出極。此時控制電壓Vc進入滯后調(diào)節(jié)模式，Vc端波形也變成幅度為4.7V～5.7V的鋸齒波．若要重新啟動電路，需斷電后再接通電路開關，或者將Vc降至3.3V以下，再利用上電復位電路將內(nèi)部觸發(fā)器置零，使MOSFET恢復正常工作。

采用TOpSwitch-Ⅱ系列設計單片開關電源時所需外接元器件少，而且器件對電路板布局以及輸入總線瞬變的敏感性大大減少，故設計十分方便，性能穩(wěn)定，性價比更高。

關于芯片的選擇重要考慮輸入電壓和功率。由設計要求可知，輸入電壓為寬范圍輸入，輸出功率不大于10W，故選擇TOp222G。

電路設計

本開關電源的原理圖如圖1所示。

電源主電路為反激式，C1、L1、C2，接在交流電源進線端，用于濾除電網(wǎng)干擾，C5接在高壓和地之間，用于濾除高頻變壓器初、次級后和電容出現(xiàn)的共模干擾，在國際標準中被稱為"Y電容"。C1跟C5都稱作安全電容，但C1專門濾除電網(wǎng)線之間的串模干擾，被稱為"X電容"。

為承受可能從電網(wǎng)線竄入的電擊，可在交流端并聯(lián)一個標稱電壓u1mA為275V的壓敏電阻VSR。

鑒于在功率MOSFET關斷的瞬間，高頻變壓器的漏感出現(xiàn)尖峰電壓UL，另外，在原邊上會出現(xiàn)感應反向電動勢UOR，二者疊加在直流輸入電壓上。典型的情況下，交流輸入電壓經(jīng)整流橋整流后，其最高電壓UImax=380V，UL≈165V，UOR=135V，貝UOR+UL+UOR≈680V。這就要求功率MOSFET至少能承受700V的高壓，同時還必須在漏極新增鉗位電路，用以吸收尖峰電壓，保護TOp222G中的功率MOSFET。本電源的鉗位電路由D2、D3組成。其中D2為瞬態(tài)電壓抑制器(TVS)p6KE200，D3為超快恢復二極管UF4005。當MOSFET導通時，原邊電壓上端為正，下端為負，使得D3截止，鉗位電路不起用途。在MOSFET截止瞬間，原邊電壓變?yōu)橄露藶檎?，上端為負，此時D1導通，電壓被限制在200V左右。

輸出環(huán)節(jié)設計

以+5V輸出環(huán)節(jié)為例，次級線圈上的高頻電壓經(jīng)過UF5401型100V／3A的超快恢復二極管D7，由于+5V輸出功率相對較大，于是新增了后級LC濾波器，以減少輸出紋波電壓。濾波電感L2選用被稱作"磁珠"的3.3μH穿心電感，可濾除D7在反向恢復過程中出現(xiàn)的開關噪聲。

關于其他兩路輸出，只需在輸出端分別加上濾波電容。其中R3、R4分別為輸出的假負載，它們能降低各自輸出端的空載和輕載電壓。

反饋環(huán)節(jié)設計

反饋同路重要由pC817和TL431及若干電容、電阻構(gòu)成。其中U2為TL431，它為可調(diào)試精密并聯(lián)穩(wěn)壓器，利用電阻R5、R6分壓獲得基準電壓值。通過調(diào)節(jié)R5、R6的值可以調(diào)節(jié)輸出電壓的穩(wěn)壓值。C8為TL431的頻率補償電容，可以提高TL43l的瞬態(tài)頻率響應。C7為軟啟動電容，取C7=22μF時可新增4ms的軟啟動時間，在加上TOp222G本身已有的10ms軟啟動時間，則總共為14ms。

U3為pC817型線性光耦合器，其電流傳輸比(CTR)范圍為80％～160％，，能夠較好地滿足反饋回路的設計要求，而目前國內(nèi)常用的4N25、4N26屬于非線性光耦合器，不宜采用。反饋繞組上出現(xiàn)的電壓經(jīng)D4、C9整流濾波，獲得非隔離式+12V輸出，為pC817接收管的集電極供電。由于反饋繞組輸出電流較小，次級采用D4硅高速開關管1N4148。光耦pC817能將+5V輸出與電網(wǎng)隔離，其發(fā)射極電流送至TOp222G的控制端，用來調(diào)節(jié)占空比。

C3為控制端旁路電容，它能對控制回路進行補償并設定自動重啟頻率。當C3=47μF時，自動重啟頻率為1.2Hz，即每隔0.83s檢測一次調(diào)節(jié)失控故障是否已經(jīng)被排除，若確認已被排除，就自動重啟開關電源恢復正常工作。

R2為pC817中LED的外部限流電阻。實際上除了限流保護用途外，他對控制回路的增益也具有重要影響。當R2改變時，會依次影響到下列參數(shù)值：IF→IC→D→UO，也就相當于改變了控制回路的電流放大倍數(shù)。

下面簡要分析一下反饋回路實現(xiàn)穩(wěn)壓的工作原理。當輸出電壓UO發(fā)生波動且變化量為UO時，通過取樣電阻R5、R6分壓后，就使TL431的輸出電壓UK也出現(xiàn)相應的變化，進而使pC817中LED的工作電流IF改變，最后通過控制端電流IC的變化量來調(diào)節(jié)占空比D，使UO出現(xiàn)相反的變化，從而抵消UO的波動。上述穩(wěn)壓過程可歸納為：

UO↑→UK↓→IF↑→IC↑→D↓→UO↓→最終使UO不變。

其余各路輸出未加反饋，輸出電壓均由高頻變壓器的匝數(shù)來確定。

變壓器設計

變壓器的設計是整個電源設計的關鍵，它的好壞直接影響電源性能。

磁芯及骨架的確定

由于本文選用漆包線繞制，而且EE型磁芯的價格低廉，磁損耗低且適應性強，故選擇EE22，其磁芯長度A=22mm。從廠家供應的磁芯產(chǎn)品手冊中可查得磁芯有效橫截面積SJ=0.41cm2，有效磁路長度1=3.96cm，磁芯等效電感AL=2.4μH／匝2，骨架寬度b=8.43mm。

確定最大占空比Dmax

根據(jù)公式：

其中，UOR=135V，直流輸入最小電壓值UImin=90V，MOSFET的漏-源導通電壓UDS(ON)=10V，代入上式得：Dmax=64.3％，接近典型值67％。Dmax隨著輸入電壓的升高而減小。

計算初級線圈中的電流

輸入電流的平均值IAVG為

初級峰值電流Ip為：

其中，KRp為初級紋波電流IR與初級峰值電流Ip的比值，當電壓為寬范圍輸入時，可取0.9。將Dmax=64.3％代入得，Ip=0.518A。

確定初級繞組電感Lp

其中，損耗分配系數(shù)Z=0.5，Ip=0.518A，KRp=0.4，pO=10W，代入得：Lp≈1265μH。

確定繞組繞制方法

并計算各繞組的匝數(shù)

初級繞組的匝數(shù)Np可以通過下式計算：

其中，磁芯截面積SJ=0.41cm2，磁芯最大磁通密度BM=60，Ip=0.518A，Lp≈1265μH，代入可得Np=26.6，實取30匝。

次級繞組采用堆疊式繞法，這也是變壓器生產(chǎn)廠家經(jīng)常采用的方法，其特點是由5V繞組給12V繞組供應部分匝數(shù)，而24V繞組中則包含了5V、12V的繞組和新新增的匝數(shù)。堆疊式繞法技術(shù)先進，不僅可以節(jié)省導線，減小線圈體積，還可以新增繞組之間的互感量，加強耦合程度。以本電源為例，當5V輸出滿載而12V和24V輸出輕載時，由于5V繞組兼作12V、24V繞組的一部分，因此能減小這些繞組的漏感，可以防止因漏感使12V、24V輸出電路中的濾波電容被尖峰電壓充電到峰值，即出現(xiàn)所謂的峰值充電效應，從而引起輸出電壓不穩(wěn)定。這里將5V繞組作為次級的始端。

關于多輸出高頻變壓器，各輸出繞組的匝數(shù)可以取相同的每伏匝數(shù)。每伏匝數(shù)nO可以由下式確定：

其單位是匝／VO將NS取5匝，UO1=5V，UF1=0.4V(肖特基整流管導通壓降)代入上式得到nO=0.925匝／V。

關于24V輸出，已知UO2=24V，UF2=0.4V，則該路輸出繞組匝數(shù)為NS2=0.925匝／V×(24V十0.4V)=22.57匝，實取22匝。

關于12V輸出，已知UO3=12V，UF2=0.4V，則該路輸出繞組匝數(shù)為NS2=0.925匝／V×(12V+0.4V)=11.47匝，實取11匝。

關于反饋繞組，已知UF=12V，UF3=0.7V(硅快速恢復整流二極管導通壓降)，則該路輸出繞組匝數(shù)為NS2=0.925匝／V×(12V+0.4V)=11.47匝，實取11匝。

確定初／次級導線的內(nèi)徑

首先根據(jù)初級層數(shù)d、骨架寬度b和安全邊距M，利用下式計算有效骨架寬度bE(單位是mm)：

bE=d(b-2M)(7)

將d=2，b=8.43mm，M=0代入上式可得bE=16.86mm。

利用下式計算初級導線的外徑(帶絕緣層)DpM：

DpM=bE／Np(8)

將bE=16.86mm，Np=78匝代人得DpM=0.31mm，扣除漆皮厚度，裸導線內(nèi)徑DpM=0.26mm。與直徑0.26mm接近的公制線規(guī)為0.28mm，比0.26mm略粗完全可以滿足要求，而0.25mm的公制線規(guī)稍細，不宜選用。而次級繞組選用與初級相同的導線，根據(jù)電流的大小，采用多股并繞的方法繞制。

試驗數(shù)據(jù)

該開關電源的輸人特性數(shù)據(jù)見表1，在u=85～245V的寬范圍內(nèi)變化時，主路輸出UO1=5V(負載為65Ω)的電壓調(diào)整率SV=±0.2％，輸出紋波電壓最大值約為67mV；輔助輸出UO2=24V(負載為250Ω)，輸出紋波電壓最大值約為98mV；輔助輸出UO3=12V(負載為100Q)，輸出紋波電壓最大值約為84mV。