0引言

近年來隨著電源技術(shù)的飛速發(fā)展，開關(guān)穩(wěn)壓電源正朝著小型化、高頻化、繼承化的方向發(fā)展，高效率的開關(guān)電源已經(jīng)得到越來越廣泛的應(yīng)用。單端反激式變換器以其電路簡(jiǎn)單、可以高效供應(yīng)直流輸出等許多優(yōu)點(diǎn)，特別適合設(shè)計(jì)小功率的開關(guān)電源。

本文簡(jiǎn)要介紹了Unitorde公司生產(chǎn)的電流型脈寬調(diào)制器UC3842，介紹了該芯片在單端反激式開關(guān)電源中的應(yīng)用，對(duì)電源電路進(jìn)行了具體分析。利用本文所述的方法設(shè)計(jì)的小功率開關(guān)電源已經(jīng)應(yīng)用在國電南瑞科技股份有限公司工業(yè)控制分公司自主研發(fā)的分散控制系統(tǒng)GKS-9000中，運(yùn)行狀況良好，各項(xiàng)指標(biāo)均符合實(shí)際工程的要求。

1反激式開關(guān)電源基本原理

單端反激開關(guān)電源采用了穩(wěn)定性很好的雙環(huán)路反饋(輸出直流電壓隔離取樣反饋外回路和初級(jí)線圈充磁峰值電流取樣反饋內(nèi)回路)控制系統(tǒng)，就可以通過開關(guān)電源的pWM(脈沖寬度調(diào)制器)迅速調(diào)整脈沖占空比，從而在每一個(gè)周期內(nèi)對(duì)前一個(gè)周期的輸出電壓和初級(jí)線圈充磁峰值電流進(jìn)行有效調(diào)節(jié)，達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。這種反饋控制電路的最大特點(diǎn)是：在輸入電壓和負(fù)載電流變化較大時(shí)，具有更快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，自動(dòng)限制負(fù)載電流，補(bǔ)償電路簡(jiǎn)單。反激電路適應(yīng)于小功率開關(guān)電源，其原理圖如圖1所示。

下面分析在理想空載的情況下電流型pWM的工作情況。與電壓型的pWM比較，電流型pWM又新增了一個(gè)電感電流反饋環(huán)節(jié)。圖中：A1為誤差放大器；A2為電流檢測(cè)比較器；U2為RS觸發(fā)器；Uf為輸出電壓Uo的反饋取樣，該反饋取樣與基準(zhǔn)電壓Uref通過誤差放大器A1出現(xiàn)誤差信號(hào)Ue(該信號(hào)也是A2的比較箝位電壓)。

設(shè)場(chǎng)效應(yīng)管Q1導(dǎo)通，則電感電流iL以斜率Ui／L線性上升，L為T1的原邊電感，電感電流在無感電阻R1上采樣u1=R1iL，該采樣電壓被送入電流檢測(cè)比較器A2與來自誤差放大器的Ue進(jìn)行比較，當(dāng)u1>Ue時(shí)，A2輸出高電平，送到RS觸發(fā)器U2的復(fù)位端，則兩輸入或非門U1輸出低電平并關(guān)斷Q1；當(dāng)時(shí)鐘輸出高電平時(shí)，或非門U1始終輸出低電平，封鎖pWM，在振蕩器輸出時(shí)鐘下降的同時(shí)，或非門U1的兩輸入均為低電平，則Q1被打開。

因此，從上面的分析可以看出，電流型pWM信號(hào)的上升沿由振蕩器時(shí)鐘信號(hào)的下降沿決定，而pWM的下降沿則由電感電流的陷值信號(hào)和來自誤差放大器的誤差信號(hào)共同決定，其工作時(shí)序如圖2所示。

單端反激式開關(guān)電源以主開關(guān)管的周期性導(dǎo)通和關(guān)斷為重要特點(diǎn)。開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)，變壓器一次側(cè)線圈內(nèi)不斷儲(chǔ)存能量；而開關(guān)管關(guān)斷時(shí)，變壓器將一次側(cè)線圈內(nèi)儲(chǔ)存的電感能量通過整流二極管給負(fù)載供電，直到下一個(gè)脈沖到來，開始新的周期。

開關(guān)電源中的脈沖變壓器起著非常重要的用途：一是通過它實(shí)現(xiàn)電場(chǎng)-磁場(chǎng)-電場(chǎng)能量的轉(zhuǎn)換，為負(fù)載供應(yīng)穩(wěn)定的直流電壓；二是可以實(shí)現(xiàn)變壓器功能，通過脈沖變壓器的初級(jí)繞組和多個(gè)次級(jí)繞組可以輸出多路不同的直流電壓值，為不同的電路單元供應(yīng)直流電量；三是可以實(shí)現(xiàn)傳統(tǒng)電源變壓器的電隔離用途，將熱地與冷地隔離，防止觸電事故，保證用戶端的安全。

2反激式開關(guān)電源設(shè)計(jì)

開關(guān)電源設(shè)計(jì)中最重要的環(huán)節(jié)就是反饋回路的設(shè)計(jì)，反饋回路設(shè)計(jì)的好壞直接決定了開關(guān)電源的精度和穩(wěn)定性能。前面已經(jīng)介紹了單端反激開關(guān)電源采用的是雙環(huán)路反饋。以下將介紹利用電流型pWM芯片UC3842設(shè)計(jì)開關(guān)電源的兩種反饋回路時(shí)要注意的一些問題。

2.1輸出直流電壓隔離取樣反饋外回路

UC3842是一種高性能的固定頻率電流型脈寬集成控制芯片，是專為離線式直流變換電路設(shè)計(jì)的。其重要優(yōu)點(diǎn)是電壓調(diào)整率可以達(dá)到0.01％，工作頻率高達(dá)500kHz，啟動(dòng)電流小于1mA，外圍元件少。它適合做20W～80W的小型開關(guān)電源。其工作溫度為0℃～70℃，最高輸入電壓30V，最大輸出電流1A，能驅(qū)動(dòng)雙極型功率管和MOSFET。UC3842采用DIp-8形式封裝。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖和各引腳的功能見有關(guān)手冊(cè)。-

UC3842的典型應(yīng)用電路如圖3所示。

該電路的工作原理是：直流電壓加在Rin上，降壓后加在UC3842的引腳7上，為芯片供應(yīng)大于16V的啟動(dòng)電壓，當(dāng)芯片啟動(dòng)后由反饋繞組供應(yīng)維持芯片正常工作要的電壓。當(dāng)輸出電壓升高時(shí)，單端反激變壓器Tl的反饋繞組上出現(xiàn)的反饋電壓也升高，該電壓經(jīng)R1和R3組成大分壓網(wǎng)絡(luò)，分壓后送入U(xiǎn)C3842的引腳2，與基準(zhǔn)電壓比較后，經(jīng)誤差放大器放大，使UC3842引腳6的驅(qū)動(dòng)脈沖占空比減小，從而使輸出電壓降低，達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓的目的。

此電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，容易布線，成本低。但是，UC3842的采樣電壓不是從輸出端取到的，輸出電壓穩(wěn)壓精度不高，只適合于用在負(fù)載較小的場(chǎng)合。

為克服上述問題，可以對(duì)上述反饋電路進(jìn)行改進(jìn)，采用光耦和電壓基準(zhǔn)進(jìn)行反饋控制，可以極大地提高開關(guān)電源的穩(wěn)定性和精度。采用這種方法進(jìn)行反饋控制時(shí)要從副邊繞組輸出端進(jìn)行取樣，電路見圖4。

電壓采樣及反饋電路由光耦pS2701、TL431和阻容網(wǎng)絡(luò)組成，圖中R5和C5用于TL431的頻率補(bǔ)償，不能缺少。通過調(diào)節(jié)由R6，R7組成的分壓網(wǎng)絡(luò)后得到采樣電壓，該采樣電壓與三端可調(diào)穩(wěn)壓塊TL431供應(yīng)的2.5V基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，當(dāng)輸出電壓正常時(shí)，采樣電壓與TT431供應(yīng)的2.5V電壓基準(zhǔn)相等，則TL431的K極電位保持不變，從而流過光耦U3二極管的電流不變，進(jìn)而流過光耦CE的電流也不變，UC3842引腳2的反饋電位Uf保持不變，則引腳6輸出驅(qū)動(dòng)的占空比不變，輸出電壓穩(wěn)定在設(shè)定值不變。當(dāng)輸出5V電壓因?yàn)槟撤N原因升高時(shí)，分壓網(wǎng)絡(luò)上得到的輸出電壓采樣值會(huì)隨之升高，從而TL431的K極電位下降，流過光耦二極管的電流增大，進(jìn)而流過CE的電流增大，從而UC3842的引腳2的電位升高。由UC3842內(nèi)部示意圖可知：誤差放大器A1的輸出電壓Ue減小，亦即電流檢測(cè)比較器鉗位電壓減小，所以由圖2可知：UC3842引腳6輸出驅(qū)動(dòng)的占空比減小，從而使輸出電壓減小，這樣就完成了反饋穩(wěn)壓的過程。

2.2初級(jí)線圈充磁峰值電流取樣反饋內(nèi)回路

初級(jí)線圈充磁峰值電流取樣的內(nèi)回路反饋也是開關(guān)電源設(shè)計(jì)起決定用途的環(huán)節(jié)，假如內(nèi)回路反饋設(shè)計(jì)不符合電路要求，開關(guān)電源就無法正常工作。

設(shè)計(jì)內(nèi)回路反饋時(shí)，要在開關(guān)管上串聯(lián)一個(gè)以地為參考的取樣電阻Rs(見圖1、圖4中的R1和圖3中的R8)，將初級(jí)線圈的電流轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)，此電壓由電流檢測(cè)比較器A2監(jiān)視并與來自誤差放大器A1的輸出電平比較。

在正常的工作條件下，峰值電感電流由引腳1上的電壓控制，其中：

當(dāng)電源輸出過載或者輸出取樣丟失時(shí)，異常的工作條件將出現(xiàn)，在這些條件下，電流比較器的門限被內(nèi)部鉗位至1.0V，則

而開關(guān)電源初級(jí)線圈最大峰值電流為短路保護(hù)時(shí)變壓器初級(jí)線圈流過的最大電流：

式中：Ip為初級(jí)線圈電感電流；pout為開關(guān)電源設(shè)計(jì)輸出功率；Vin為開關(guān)電源輸入電壓；D為pWM的輸出信號(hào)占空比；N為電源效率。根據(jù)式(2)、式(3)可以推算：

根據(jù)計(jì)算得出的Rs阻值可以進(jìn)一步計(jì)算出電流取樣電阻的功率：選定電流取樣電阻后，要通過一個(gè)L型的RC低通濾波網(wǎng)絡(luò)，將這個(gè)采樣信號(hào)送給UC3842的電流比較器。L型RC低通濾波網(wǎng)絡(luò)的上限截止頻率為：從低通濾波器的對(duì)數(shù)幅頻特性可知，當(dāng)輸入信號(hào)頻率低于fh時(shí)，輸出信號(hào)與輸人信號(hào)幾乎完全相同；當(dāng)輸入信號(hào)頻率高于fh時(shí)，輸出信號(hào)會(huì)大幅度衰減。

利用示波器可以測(cè)量Rs采樣電阻上的信號(hào)頻率，因此，選擇低通濾波器的RC參數(shù)時(shí)必須要保證Rs電阻上正常的采樣電壓不能被濾波器衰減。

設(shè)計(jì)開關(guān)電源時(shí)，假如RC參數(shù)選擇不當(dāng)，使濾波器的上限截止頻率fh偏小，導(dǎo)致正常的Rs采樣信號(hào)被衰減，這樣當(dāng)負(fù)載增大時(shí)，pWM無法將控制脈沖的占空比調(diào)大，變壓器會(huì)因?yàn)樨?fù)載過重而發(fā)生嘯叫。為解決這一問題，將濾波電容C的取值減小，進(jìn)而提高fh，使正常的Rs采樣信號(hào)通過濾波器，當(dāng)負(fù)載加重時(shí)，開關(guān)電源可以很好地穩(wěn)壓，變壓器的嘯叫現(xiàn)象也沒有出現(xiàn)。

3結(jié)束語

開關(guān)電源的設(shè)計(jì)是一個(gè)實(shí)踐性很強(qiáng)的課題，本文給出的方法僅作為一種參考，許多實(shí)際問題要在實(shí)踐中不斷加以總結(jié)和完善，只有通過實(shí)踐才能使設(shè)計(jì)不斷臻于完美。