鉅大LARGE | 點(diǎn)擊量:1332次 | 2020年05月14日
一種高效反激式開關(guān)電源的設(shè)計(jì)與性能測(cè)試
由于傳統(tǒng)開關(guān)電源存在對(duì)電網(wǎng)造成諧波污染以及工作效率低等問題,因此目前國(guó)內(nèi)外各類開關(guān)電源研究機(jī)構(gòu)正努力尋求運(yùn)用各種高新技術(shù)改善電源性能[1]。其中,在開關(guān)電源設(shè)計(jì)中通過功率因數(shù)校正pFC(powerFactorCorrection)技術(shù)降低電磁污染及利用同步整流技術(shù)提高效率的研發(fā)途徑尤其受到重視。參考文獻(xiàn)[2-3]專題研討了有源功率因數(shù)校正(ApFC)技術(shù);參考文獻(xiàn)[4]綜述了單相并聯(lián)式技術(shù)的最新發(fā)展;參考文獻(xiàn)[5-6]分別優(yōu)化設(shè)計(jì)了帶負(fù)載電流反饋、并聯(lián)式pFC芯片的AC/DC變換器和升壓式pFC變換器,但所設(shè)計(jì)的電源效率及功率因數(shù)分別在85%和90%以下,其性能還有待進(jìn)一步提高。
本文設(shè)計(jì)并制作了一種高效低電磁污染的開關(guān)電源樣機(jī)。測(cè)試結(jié)果表明,該電源具有優(yōu)良的動(dòng)態(tài)性能、較高的功率因數(shù)和工作效率,且控制簡(jiǎn)單,故具有一定的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值。
1開關(guān)電源設(shè)計(jì)方法
開關(guān)電源的結(jié)構(gòu)如圖1所示,它重要由220V交流電壓整流及濾波電路、功率因數(shù)校正電路、DC/DC變換器三大部分組成。
220V交流電經(jīng)整流供給功率因數(shù)校正電路,采用Boost型pFC來提高電源的輸入功率因數(shù),同時(shí)降低了諧波電流,從而減小了諧波污染。pFC的輸出為一直流電壓UC,通過DC/DC變換可將該電壓變換成所要求的兩輸出直流電壓Uo1(12V)和Uo2(24V)。
從圖中可以看出,本電源系統(tǒng)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵是在整流濾波器和DC/DC變換器之間加入了功率因數(shù)校正電路,使輸入電流受輸入電壓嚴(yán)格控制,以實(shí)現(xiàn)更高的功率因數(shù)。同時(shí)設(shè)計(jì)中還采用同步整流技術(shù)以減少整流損耗,提高DC/DC變換效率。選用反激式準(zhǔn)諧振DC/DC變換器,既能增強(qiáng)對(duì)輸入電壓變化的適應(yīng)能力,又可以降低工作損耗。
為保證開關(guān)電源的性能,電源實(shí)際制作時(shí)還附加了一些電路:(1)保護(hù)電路。防止負(fù)載本身的過壓、過流或短路;(2)軟啟動(dòng)控制電路。它能保證電源穩(wěn)定、可靠且有序地工作,防止啟動(dòng)時(shí)電壓電流過沖;(3)浪涌吸收電路。防止因浪涌電壓電流而引起輸出紋波峰-峰值過高及高頻輻射和高次諧波的出現(xiàn)。
2開關(guān)電源重要器件選擇
2.1ApFC芯片及控制方法
電源中功率因數(shù)校正電路以Infineon(英飛凌)公司生產(chǎn)的TDA4863芯片為核心,電路如圖2所示。開關(guān)管VT1選用增強(qiáng)型MOSFET。具體控制方法為:從負(fù)載側(cè)A點(diǎn)反饋取樣,引入雙閉環(huán)電壓串聯(lián)負(fù)反饋,以穩(wěn)定DC/DC變換器的輸入電壓和整個(gè)系統(tǒng)的輸出電壓。
2.2準(zhǔn)諧振DC/DC變換器
DC/DC變換器的類型有多種[7],為了保證用電安全,本設(shè)計(jì)方法選為隔離式。隔離式DC/DC變換形式又可進(jìn)一步細(xì)分為正激式、反激式、半橋式、全橋式和推挽式等。其中,半橋式、全橋式和推挽式通常用于大功率輸出場(chǎng)合,其激勵(lì)電路復(fù)雜,實(shí)現(xiàn)起來較困難;而正激式和反激式電路則簡(jiǎn)單易行,但由于反激式比正激式更適應(yīng)輸入電壓有變化的情況,且本電源系統(tǒng)中pFC輸出電壓會(huì)發(fā)生較大的變化,故本設(shè)計(jì)中的UC/UO變換采用反激方式,有利于確保輸出電壓穩(wěn)定不變。
本設(shè)計(jì)采用ONSMEI(安森美)準(zhǔn)諧振型pWM驅(qū)動(dòng)芯片NCp1207,它始終保持在MOSFET漏極電壓最低時(shí)開通,改善了開通方式,減小了開通損耗。
圖3是利用NCp1207芯片設(shè)計(jì)的DC/DC反激式變換器電路,其工作原理為:pFC輸出直流電壓UO,一路直接接變壓器初級(jí)線圈L1,另一路經(jīng)電阻R3接到NCp1207高壓端8腳,使電路起振,形成軟啟動(dòng)電路;NCp1207的5腳輸出驅(qū)動(dòng)脈沖開通開關(guān)管VT,L1存儲(chǔ)能量,當(dāng)驅(qū)動(dòng)關(guān)閉時(shí),線圈L2和L3釋放能量,次級(jí)經(jīng)整流濾波后供電給負(fù)載,輔助線圈釋放能量,一部分經(jīng)整流濾波供電給VCC,形成自舉電路,另一部分經(jīng)電阻R1和R2分壓后送到NCp1207的1腳,來判斷VT軟開通時(shí)刻;光耦p1反饋來自輸出電壓的信號(hào),經(jīng)電阻R7和電容C2組成積分電路濾波后送入NCp1207的2腳,以調(diào)節(jié)輸出電壓的穩(wěn)定,此為電壓反饋環(huán)節(jié)。電阻R6取樣主電流信號(hào),經(jīng)串聯(lián)電阻R5和電容C4組成積分電路濾波后送入NCp1207的3腳,此為電流反饋環(huán)節(jié)。
2.3同步整流管
電源系統(tǒng)采用電流驅(qū)動(dòng)同步整流技術(shù)[8],基本思路是通過使用低通態(tài)電阻的MOSFET代替DC/DC變換器輸出側(cè)的整流二極管工作,以最大限度地降低整流損耗,即通過檢測(cè)流過自身的電流來獲得MOSFET驅(qū)動(dòng)信號(hào),VT1在流過正向電流時(shí)導(dǎo)通,而當(dāng)流過自身的電流為零時(shí)關(guān)斷,使反相電流不能流過VT1,故MOSFET與整流二極管相同只能單向?qū)ā?/p>
選擇同步整流管重要是考慮管子的通態(tài)電流要大,通態(tài)電阻小,反向耐壓足夠大(應(yīng)按24V時(shí)變壓器次級(jí)變換反向電壓計(jì)算),且寄生二極管反向恢復(fù)時(shí)間要短。經(jīng)對(duì)實(shí)際電路的分析計(jì)算,選用ONSEMI公司生產(chǎn)的MTY100N10E的MOSFET管,其耐壓100V,通態(tài)電流為100A,通態(tài)電阻為11MΩ,反向恢復(fù)時(shí)間為145ns,開通延遲時(shí)間和關(guān)斷延遲時(shí)間分別為48ns和186ns,能滿足系統(tǒng)工作要求。
3降耗及降電磁污染的手段
3.1降耗措施
(1)利用TDA4863芯片優(yōu)越性能
TDA4863的性能特點(diǎn)是:當(dāng)輸入電壓較高時(shí),片內(nèi)ApFC電路從電網(wǎng)中吸取較多的功率;反之,當(dāng)輸入電壓較低時(shí)則吸收較少的功率,這就抑制了出現(xiàn)諧波電流,使功率因數(shù)接近單位功率因數(shù);片內(nèi)還包含有源濾波電路,能濾除因輸出電壓脈動(dòng)而出現(xiàn)的諧波電流;芯片的微電流工作條件也降低了元器件的損耗。
(2)電壓電流雙閉環(huán)反饋
因整機(jī)系統(tǒng)形成雙閉環(huán)系統(tǒng),DC/DC變換器輸出穩(wěn)定電壓時(shí)既增大了輸入電阻又減小輸出電阻,達(dá)到了閉環(huán)控制的目的。變換器在較大功率時(shí)呈現(xiàn)同步整流方式,較小功率時(shí)開關(guān)管、整流管均為零電壓開通,同步整流或零電壓開通都極大地降低了管耗。
3.2降低電磁污染措施
(1)交流側(cè)設(shè)置電磁干擾(EMI)濾波器
設(shè)置EMI濾波器的目的是抑制電源線上傳導(dǎo)的高頻干擾,同時(shí)防止電源裝置出現(xiàn)的諧波污染電網(wǎng)。
(2)直流側(cè)安裝濾波電容器
在整流橋的兩端并聯(lián)了四只濾波電容器,可削弱整流部分對(duì)系統(tǒng)工作的影響。
(3)優(yōu)化元器件布局減小連線距離
在一次整流回路中將二極管與變壓器接近,而在二次整流回路中將二極管與變壓器和輸出電容都設(shè)置得比較靠近。
(4)合理接地
一方面為降低接地阻抗、消除分布電容的影響,安裝時(shí)將要接地部分就近接到該端;另一方面分別將低頻電路、高頻電路和功率電路的公共端單獨(dú)連接后,再接到參考地端。
4樣機(jī)測(cè)試結(jié)果分析
4.1整流橋和開關(guān)管測(cè)試波形
采用泰克(Tektronix)示波器TDS5034B對(duì)實(shí)驗(yàn)電路進(jìn)行測(cè)試,圖4是后級(jí)DC/DC變換器負(fù)載為12V/1.53A及24V/1.70A時(shí)的波形。其中,udr和ud分別為開關(guān)管VT1驅(qū)動(dòng)電壓及其漏極電壓,u5為TDA4863的5腳電壓,即電感零電流檢測(cè)電壓,ui為整流橋正弦半波輸出電壓。由圖可知,ud幅值因?yàn)殂Q位而基本不變,呈高頻矩形波;u5的包絡(luò)線顯現(xiàn)出電感平均電流波形接近于正弦波形。當(dāng)ui為谷點(diǎn)時(shí)振蕩頻率f0明顯降低,因此時(shí)電流基準(zhǔn)信號(hào)也處于低谷,且輸出功率一按時(shí)很小的峰值電流無法使u5升高;在ui峰值附近f0也較低,因?yàn)殡娏骰鶞?zhǔn)信號(hào)亦處于峰值附近,電感電流峰值和輸出功率都較大,但因輸出平均功率一定,故f0降低。
4.2不同輸入交流電壓時(shí)的開關(guān)管電壓波形
圖5是負(fù)載為12V/1.1A、24V/3.2A時(shí),不同的ui下實(shí)測(cè)的開關(guān)管VT1漏極電壓ud的波形。由圖可知,當(dāng)ui在90V~150V低壓段時(shí),ud為252V,并保持不變;當(dāng)ui在210V~260V高壓段時(shí),ud一直保持382V不變。由此說明,電源系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了輸出電壓跟隨輸入交流電壓變化的目標(biāo)。
4.3輸出紋波電壓波形
圖6為ApFC的輸出高頻和低頻紋波電壓。由圖可知,高頻紋波電壓約為3V左右,低頻紋波頻率為100Hz時(shí),波動(dòng)電壓約為10V。因后級(jí)為反激式DC/DC變換器,故對(duì)輸出電壓無影響。
4.4開關(guān)電源重要項(xiàng)目測(cè)試數(shù)據(jù)
不同負(fù)載和輸入交流電壓下測(cè)試的實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如表1所示,表中,Ui、Ii;UO、IO;pi、pO分別表示整個(gè)電源系統(tǒng)的交流輸入電壓、輸入電流;輸出電壓、輸出電流;輸入功率、輸出功率。樣機(jī)功率因數(shù)cosΦ是采用WT3000型高精度功率分析儀測(cè)試得到。具體測(cè)試情況是:電源系統(tǒng)未啟動(dòng)時(shí),cosΦ只有0.625左右,但當(dāng)系統(tǒng)工作后,cosΦ逐漸升高并達(dá)到0.952以上,峰值點(diǎn)可達(dá)0.989,可見電源系統(tǒng)對(duì)功率因數(shù)的提升是明顯的。
本文所設(shè)計(jì)的反激式開關(guān)電源與普通開關(guān)電源相比,具有更低的功耗和電磁污染,而且對(duì)樣機(jī)實(shí)測(cè)的功率因素cosΦ高于0.95;在輸出端電壓分別為12V和24V時(shí),對(duì)應(yīng)系統(tǒng)輸出紋波電壓實(shí)測(cè)約為104mV和185mV;THD值低至3.75%以下,符合EMI國(guó)家標(biāo)準(zhǔn),整個(gè)電源系統(tǒng)的效率范圍為85.8%≤η≤87.9%。因此,所設(shè)計(jì)的開關(guān)電源具有較高的實(shí)際應(yīng)用價(jià)值,可以將其應(yīng)用于各種中小功率的電子設(shè)備中。