高開關(guān)頻率是在電源轉(zhuǎn)換技術(shù)發(fā)展過程中促進(jìn)尺寸減小的主要因素。為了符合相關(guān)法規(guī)，通常需要采用電磁干擾(EMI)濾波器，而該濾波器通常在系統(tǒng)總體尺寸和體積中占據(jù)很大一部分，因此了解高頻轉(zhuǎn)換器的EMI特性至關(guān)重要。

簡介

高開關(guān)頻率是在電源轉(zhuǎn)換技術(shù)發(fā)展過程中促進(jìn)尺寸減小的主要因素。為了符合相關(guān)法規(guī)，通常需要采用電磁干擾(EMI)濾波器，而該濾波器通常在系統(tǒng)總體尺寸和體積中占據(jù)很大一部分，因此了解高頻轉(zhuǎn)換器的EMI特性至關(guān)重要。

在本系列文章的第2部分，您將了解差模(DM)和共模(CM)傳導(dǎo)發(fā)射噪聲分量的噪聲源和傳播路徑，從而深入了解DC/DC轉(zhuǎn)換器的傳導(dǎo)EMI特性。本部分將介紹如何從總噪聲測量結(jié)果中分離出DM/CM噪聲，并將以升壓轉(zhuǎn)換器為例，重點介紹適用于汽車應(yīng)用的主要CM噪聲傳導(dǎo)路徑。

DM和CM傳導(dǎo)干擾

DM和CM信號代表兩種形式的傳導(dǎo)發(fā)射。DM電流通常稱為對稱模式信號或橫向信號，而CM電流通常稱為非對稱模式信號或縱向信號。圖1顯示了同步降壓和升壓DC/DC拓?fù)渲械腄M和CM電流路徑。Y電容CY1和CY2分別從正負(fù)電源線連接到GND，輕松形成了完整的CM電流傳播路徑[1]。

圖1：同步降壓(a)和升壓(b)轉(zhuǎn)換器DM和CM傳導(dǎo)噪聲路徑。

DM傳導(dǎo)噪聲

DM噪聲電流(IDM)由轉(zhuǎn)換器固有開關(guān)動作產(chǎn)生，并在正負(fù)電源線L1和L2中以相反方向流動。DM傳導(dǎo)發(fā)射為電流驅(qū)動型，與開關(guān)電流(di/dt)、磁場和低阻抗相關(guān)。DM噪聲通常在較小的回路區(qū)域流動，返回路徑封閉且緊湊。

例如，在連續(xù)導(dǎo)通模式(CCM)下，降壓轉(zhuǎn)換器會產(chǎn)生一種梯形電流，且這種電流中諧波比較多。這些諧波在電源線上會表現(xiàn)為噪聲。降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電容（圖1中的CIN）有助于濾除這些高階電流諧波，但由于電容的非理想寄生特性（等效串聯(lián)電感(ESL)和等效串聯(lián)電阻(ESR)），有些諧波難免會以DM噪聲形式出現(xiàn)在電源電流中，即使在添加實用的EMI輸入濾波器級之后也于事無補(bǔ)。

CM傳導(dǎo)噪聲

另一方面，CM噪聲電流(ICM)會流入接地GND線并通過L1和L2電源線返回。CM傳導(dǎo)發(fā)射為電壓驅(qū)動型，與高轉(zhuǎn)換率電壓(dv/dt)、電場和高阻抗相關(guān)。在非隔離式DC/DC開關(guān)轉(zhuǎn)換器中，由于SW節(jié)點處的dv/dt較高，產(chǎn)生了CM噪聲，從而導(dǎo)致產(chǎn)生位移電流。該電流通過與MOSFET外殼、散熱器和SW節(jié)點走線相關(guān)的寄生電容耦合到GND系統(tǒng)。與轉(zhuǎn)換器輸入或輸出端的接線較長相關(guān)的耦合電容也可能構(gòu)成CM噪聲路徑。

圖1中的CM電流通過輸入EMI濾波器的Y電容（CY1和CY2）返回。另一條返回路徑為，通過LISN裝置（在本系列文章的第1部分中討論過）的50測量阻抗返回，這顯然是不合需要的。盡管CM電流的幅值遠(yuǎn)小于DM電流，但相對來說更難以處理，因為它通常在較大的傳導(dǎo)回路區(qū)域流動，如同天線一般，可能增加輻射EMI。

圖2顯示了Fly-Buck（隔離式降壓）轉(zhuǎn)換器的DM和CM傳導(dǎo)路徑。CM電流通過變壓器T1的集總繞組間電容（圖2中的CPS）流到二次側(cè)，并通過接地GND連接返回。圖2還顯示了CM傳播的簡化等效電路。

圖2：Fly-Buck隔離式轉(zhuǎn)換器DM和CM傳導(dǎo)噪聲傳播路徑(a)；CM等效電路(b)。

在實際的轉(zhuǎn)換器中，以下元件寄生效應(yīng)均會影響電壓和電流波形以及CM噪聲：

MOSFET輸出電容(COSS)。

整流二極管結(jié)電容(CD)。

主電感繞組的等效并聯(lián)電容(EPC)。

輸入和輸出電容的等效串聯(lián)電感(ESL)。

相關(guān)內(nèi)容，我將在第3部分中進(jìn)一步詳細(xì)介紹。

噪聲源和傳播路徑

正如第1部分所述，測量DC/DC轉(zhuǎn)換器傳導(dǎo)發(fā)射（對于CISPR32標(biāo)準(zhǔn)，規(guī)定帶寬范圍為150kHz至30MHz；對于CISPR25標(biāo)準(zhǔn)，則規(guī)定頻率范圍為更寬的150kHz至108MHz）時，測量的是每條電源線上50LISN電阻兩端相對于接地GND的總噪聲電壓或非對稱干擾[1]。

圖3顯示了EMI噪聲的產(chǎn)生、傳播和測量模型[1]。噪聲源電壓用VN表示，噪聲源和傳播路徑阻抗分別用ZS和ZP表示。LISN和EMI接收器的高頻等效電路僅為兩個50電阻。圖3還顯示了相應(yīng)的DM和CM噪聲電壓VDM和VCM，它們由兩條電源線的總噪聲電壓V1和V2計算得出。DM（或?qū)ΨQ）電壓分量定義為V1和V2矢量差的一半；而CM（或非對稱）電壓分量定義為V1和V2矢量和的一半[2]。請注意，本文提供的VDM通用定義與CISPR16標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的值相比，可能存在6dB的偏差。

圖3：傳導(dǎo)EMI發(fā)射模型，其中顯示了噪聲源電壓、噪聲傳播路徑和LISN等效電路。

CM噪聲源阻抗主要是容性阻抗，并且ZCM隨頻率的增大而減小。而DM噪聲源阻抗通常為阻性和感性阻抗，并且ZDM隨頻率的增大而增大。

要降低傳導(dǎo)噪聲水平，確保噪聲源本身產(chǎn)生較少的噪聲是其中的一種方法。對于噪聲傳播路徑，可以通過濾波或其他方法調(diào)整阻抗，從而減小相應(yīng)的電流。例如，要降低降壓或升壓轉(zhuǎn)換器中的CM噪聲，需要降低SW節(jié)點dv/dt（噪聲源）、通過減小接地寄生電容來增大阻抗、或者使用Y電容和/或CM扼流器進(jìn)行濾波。本系列文章的第4部分將詳細(xì)介紹EMI抑制技術(shù)分類。

DM和CMEMI濾波

無源EMI濾波是最常用的EMI噪聲抑制方法。顧名思義，這類濾波器僅采用無源元件。將這類濾波器設(shè)計用于電力電子設(shè)備時特別具有挑戰(zhàn)性，因為濾波器端接的噪聲源（開關(guān)轉(zhuǎn)換器）和負(fù)載（電線線）阻抗是不斷變化的[2][3]。

圖4a顯示了傳統(tǒng)的p型EMI輸入濾波器，以及整流和瞬態(tài)電壓鉗位功能（為直流/交流輸入供電的DC/DC轉(zhuǎn)換器提供EMC保護(hù)）。此外，圖4還包括本系列文章第1部分中的LISN高頻等效電路。

圖4：傳統(tǒng)的EMC輸入濾波器(a)，包括DM等效電路(b)和CM等效電路(c)。

典型EMI濾波器的兩個CM繞組相互耦合，這兩個繞組的CM電感分別為LCM1和LCM2。DM電感LDM1和LDM2分別是兩個耦合的CM繞組的漏電感，并且還可能包括分立的DM電感。CX1和CX2為DM濾波器電容，而CY1和CY2為CM濾波器電容。

通過將EMI濾波器去耦為DM等效電路和CM等效電路，可簡化其設(shè)計。然后，可以分別分析濾波器的DM和CM衰減。去耦基于這樣的假設(shè)，即EMI濾波器具有完美對稱的電路結(jié)構(gòu)。在實現(xiàn)的對稱濾波器中，假設(shè)LCM1=LCM2=LCM，CY1=CY2=CY，LDM1=LDM2=LDM，并且印刷電路板(PCB)布局也完美對稱。DM等效電路和CM等效電路分別如圖4b和圖4c所示[4]。

但是，嚴(yán)格來說，實際情況下并不存在完美對稱，因此DM和CM濾波器并不能完全去耦。而結(jié)構(gòu)不對稱可能導(dǎo)致DM噪聲轉(zhuǎn)變成CM噪聲，或者CM噪聲轉(zhuǎn)變成DM噪聲。通常，與轉(zhuǎn)換器噪聲源和EMI濾波器參數(shù)相關(guān)的不平衡性可能導(dǎo)致這種模式轉(zhuǎn)變[5]。

DM和CM噪聲分離

傳導(dǎo)EMI的初始測量結(jié)果通常顯示EMI濾波器衰減不足。為了獲得適當(dāng)?shù)腅MI濾波器設(shè)計，必須獨立研究待測設(shè)備(EUT)產(chǎn)生的傳導(dǎo)發(fā)射的DM和CM噪聲電壓分量。

將DM和CM分開處理有助于確定相關(guān)EMI源并對其進(jìn)行故障排除，從而簡化EMI濾波器設(shè)計流程。正如我在上一部分強(qiáng)調(diào)的那樣，EMI濾波器采用了截然不同的濾波器元件來抑制DM和CM發(fā)射。在這種情況下，一種常見的診斷檢查方法是將傳導(dǎo)噪聲分離為DM噪聲電壓和CM噪聲電壓。

圖5顯示了無源和有源兩種實現(xiàn)形式的DM/CM分離器電路，該電路有助于直接同時測量DM和CM發(fā)射。圖5a中的無源分離器電路[4]使用寬帶RF變壓器（如Coilcraft的SWB1010系列）在EMI覆蓋的頻率范圍內(nèi)實現(xiàn)可接受的分離結(jié)果，其中T1和T2的特征阻抗(ZO)分別為50和100。將一個50的電阻與DM輸出端口的頻譜分析儀的輸入阻抗串聯(lián)，實現(xiàn)圖3中提供的VDM表達(dá)式的除2功能。

圖5：實現(xiàn)的用于分離DM/CM噪聲的無源(a)和有源(b)電路。

圖5b展示的是使用低噪聲、高帶寬運算放大器的有源分離器電路[6]。U1和U2實現(xiàn)了LISN輸出的理想輸入阻抗矩陣，而U3和U4分別提供CM和DM電壓。LCM是一個CM線路濾波器（例如WuumlrthElektronik744222），位于差分放大器U4的輸入端，用于增大DM結(jié)果的CM抑制比（共模抑制比[CMRR]-yendB）并最大限度地減少CM/DM交叉耦合。

實際電路示例-汽車同步升壓轉(zhuǎn)換器

考慮圖6中所示的同步升壓轉(zhuǎn)換器。該電路在汽車應(yīng)用中很常見，通常作為預(yù)升壓穩(wěn)壓器在冷啟動或瞬態(tài)欠壓條件下保持電池電壓供應(yīng)[7]。

圖6：汽車同步升壓轉(zhuǎn)換器（采用50/5HLISN，用于CISPR25EMI測試）。

在車輛底盤接地端直接連接一個MOSFET散熱器，可以提高轉(zhuǎn)換器的熱性能和可靠性，但共模EMI性能會受到影響。圖6所示的原理圖中，包含升壓轉(zhuǎn)換器以及CISPR25建議采用的兩個LISN電路（分別連接在L1和L2輸入線上）。

考慮到升壓轉(zhuǎn)換器的CM噪聲傳播路徑，圖7將MOSFETQ1和Q2替換為等效的交流電壓流和電流源[8]。圖7中，還呈現(xiàn)了與升壓電感LF、輸入電容CIN和輸出電容COUT相關(guān)的寄生分量部分。特別是CRL-GND，它是負(fù)載電路與底盤GND之間的寄生電容，包括長負(fù)載線和布線以及下游負(fù)載配置（例如，二次側(cè)輸出連接到底盤接地的隔離式轉(zhuǎn)換器，或者用大型金屬外殼固定到底盤上的電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)）所產(chǎn)生的寄生電容。

圖7：具有LISN的同步升壓拓?fù)涞母哳l等效電路。只有在LISN中流動的CM電流路徑與CM發(fā)射測量相關(guān)。

漏源開關(guān)（SW節(jié)點）電壓的上升沿和下降沿代表主要的CM噪聲源。CP1和CP2分別代表SW與底盤之間以及SW與散熱器之間的有效寄生電容。圖8顯示了SW節(jié)點電容（電場）耦合為主要CM傳播路徑時簡化的CM噪聲等效電路。

圖8：連有LISN的同步升壓電路及其簡化CM等效電路。

總結(jié)

對于電力電子工程師而言，了解各種電源級拓?fù)渲蠨M和CM電流的相關(guān)傳播路徑（包括與高dv/dt和di/dt開關(guān)相關(guān)的電容（電場）和電感（磁場）耦合）非常重要。在EMI測試過程中，將DM和CM發(fā)射分開處理有助于對相關(guān)EMI源進(jìn)行故障排除，從而簡化EMI濾波器設(shè)計流程。